音响中国论坛——专业音响技术社区!

 找回密码
 入住

扫一扫,访问微社区

查看: 989|回复: 21
收起左侧

[闲聊] 密勒效应在胆机电路设计中的影响

[复制链接]
字体大小: 正常 放大
发表于 2019-10-2 08:38:58 | 显示全部楼层 |阅读模式
商城广告

请支持我们做的更好,轻松注册!

您需要 登录 才可以下载或查看,没有帐号?入住

x
说真的,动笔数次,不准备写这个话题的,因为这是一个基础性的常识,正如同在晶体管电路设计中我们也经常要考虑到MOS巨大的密勒电容对音频电路设计的影响一样,是一个人众皆知的事情。
但是,同朋友们在微信群中闲聊时,谈到我设计的一款6J4+300B的电路,有的朋友一看就大呼道,看都不用看,高频肯定不行,五极管推300B,怎么会有高频?哪怕朋友的那篇稿件中已经提供了实测的频响特性,哪怕我仿真中已经给出了除变压器外的电路真实频响特性,皆不能服众,如果连仪表都不能信,如果连理论都不能信,那我们能相信什么?
所以,犹豫再三,我还是写下这篇稿件,谈一谈关于密勒效应在胆机设计中对高频影响的计算以及如何应对密勒效应影响的话题,希望通过这篇稿件,让许多对此不了解的朋友们知道,除开变压器的因素影响外,密勒效应对电路高频的影响是可以进行精确计算的,我们通过电子管的跨路电容以及前面电压放大和推动级的具体结构可以清楚计算出电路可以达到的高频特性(再次申明,除开电路中所有电感器件和输出变压器造成的不利因素外),而不是连电路看都不看就一口否定,所有的五极管都不能直接推动300B,如果您看懂了我在这篇文章中所说到的什么,那么您会知道,300B其实并不难推,真正难推的是一些你平时根本想像不到的管子。
无论是在胆机放大器,还是在晶体管放大器中,有源器件的极间电容一直是影响音频电路高频特性的最重要因素(在包含有输出器的电路中,受制于绕制变压器的质量因素,输出变压器高频特性的影响在大部分情况下要比有源器件的更明显一些),而不是如某些朋友所讲,在胆机中极间分布电容根本不会影响到胆机高频的所谓没有任何科学根据的说法。
关于密勒电容的计算,有一个非常简单却重要的公式,如下所示:
Cm=C(1+AV)     式一
式中,Cm自然指的是密勒电容,而等式右边的C代表的是电子管的跨路电容,跨路电容在电子管的参数手册中通常是Cpg,也就是屏极和栅极间的分布电容,AV代表的是这一级电路的放大倍数。
至于在这个公式中,放大倍数的计算公式和方法我就不另外提及了,因为如果连这都不会算,那这篇文章您不看也罢。
我曾遇到过不少这样的朋友,“田老师,我设计了一个电路,您看看怎么样”?
“行,放大倍数是多少”?
“不知道哟”
这样的朋友,无论是在论坛上还是在微信朋友圈中都碰到过,我甚至还碰到过申请一个扬声器专利却连扬声器测试设备和测试方法都不清楚的朋友,想委托我听出这个产品的好坏……
所以遇上这样的情况,我建议还是别用“设计”这个名词了,就叫照抄或者胡编乱造吧,当然,话是直接了些,但真理在那儿。
密勒电容主要影响到电路的输入特性,也就是反映到这个电路的上一级电路中,是作为上一级电路的负载来考虑的,很简单的道理,任何一级电路都是上一级电路的负载,第一级电压放大电路同时又是音源或者音量电位器的负载,大家认为是不是这样?
作为上一级电路的分布参数来讲,我们必须要考虑到这一级电路等效的输入电容的数值,密勒电容占等效输入电容的绝大部分,但是我们考虑到整个电路等效输入电容的话,电子管的另外一个参数要留意,那就是电子管的Cgk,这是电子管栅极和阴极间的分布电容,也是电子管手册参数中给定的输入分布电容。折算到上一级的负载的话,那么电子管等效输入电容:
Csr=Cm+Cgk      式二
密勒电容由于和电路的放大倍数扯上关系,所以密勒电容的数值通常远大于电子管的Cgk,这也是在影响电路高频特性的因素中,密勒电容的影响居于首位的原因,而密勒电容的影响也是所有放大器高频特性不过关的首要因素之一(除开在电路中电感因素的影响之外)。我们常见的功率管,就以我们熟知的300 B来讲,这只管子手册中提供的Cpg(跨路电容)为15pF,Cgk=8.5pF,u=3.9,当使用3.5K的负载变压器时,功率级的实际放大倍数约在3.2倍左右,那么在电路中300B的密勒电容为(3.2+1)×15pF=63p,折算到输入级的等效电容Csr=63+8.5=72pF,实际上,我们算到小数点后的数值是可以近似或忽略掉的,因为我们还没有考虑到我们在制作胆机时,功率级电路的栅极引线和地之间引起的分布电容,无论是搭棚还是PCB,这些都是不可避免的,典型值据说可以按20pF来计算,它应该也要叠加到功率级的等效输入电容中去,但为了简便计算,我们这儿不管它了,毕竟它的值要大大小于密勒电容的影响,通过上面的计算,大家可以了解到,对于300B这只管子,它等效到输入端的分布电容值在常规单端用法约为72pF左右,大家记住这个值,我们稍后会要用到它。
凡是DIY爱好者,没有不知道300B的,凡言之必难推,这大概是一般人对它的初步印象,但是,真是这样吗?其实,这其中一部分人是属于错觉,一部分人属于应用错误,还有一部分人纯粹是人云亦云,还有一部分人用都没有用过就随键盘侠的心理引导。任何电路的应用都在于设计,您用EF86、6SJ7、6J7、WE310之类的超高内阻电压放大管一级推动300B,那肯定是推不动,因为300B的密勒电容摆在那儿,电压放大级的输出阻抗与300B的等效输入电容形成的低通网络就决定了它的高频上限达不到,但是您用具有较高跨导适宜较大屏流的五极管,使电压放大级具有较低的输出阻抗,那么同样的电路,高频不就拓宽了吗?实际上是个很简单的道理,因为低通网络的转折频率直接相关前一级的输出阻抗与这一级等效输入电容的乘积,乘积越小,高频越宽。
求取阻容耦合电路高频特性的计算公式为:
Fm=1/(2*3.14*Rsc*Co)     式三
式中,将Rsc视为前一级电路的输出阻抗,Co代表下一级电路等效到栅极的分布电容,对于300B,我们可以视作为前面说到的72pf。
在利用这个公式计算前,我们将阻容耦合电路中的耦合电容视作短路,那么等效电路中只剩下Rsc同下一级电路的等效输入电容的组合了。
下面,我们利用一个现成的例子进行计算,并加以仿真辅助说明,这个例子就是我在好多年前专门为推出的那个6J4+300B的单端电路,电路如图:
6J4+300B电路.png
                        
在这个电路中,为了准确求得电路的真实特性,所以必须将变压器频响特性的影响抛弃开,所以在仿真时将测试指针放在了功率管300B的栅极上,也就是单独测试电压放大级在驱动300B时的频响特性,这样的结果应该是十分真实的。
我们先抛开仿真,用手工一步一步进行计算,我们首先要6J4电压放大级的准确输出阻抗。
6J4电路的输出阻抗等于这只管子的管内阻、屏极负载电阻、下一级300B电路栅漏电阻的三者并联值,由于电压放大五极管内阻通常极高甚至上MΩ,所以这儿我们将管内阻带来的影响忽略掉,那么6J4电路的输出阻抗为屏极负载电阻与下一级栅漏电阻的并联值,约为21KΩ,因为我们已知在这个电路中的300B等效的输入电容约为72pF,所以,我们利用低通网络计算公式可以计算这个电路抛开输出变压器外的理论高频上限值。
Fm=1/(6.28*21000*72*10-12)=105KHz(-3dB)
从计算结果可以看到,图一电路所能得到的高频截止频率已经高达105KHz。当然这是-3dB截止频率下的结果,那么这个结果正确吗?
图二就是图一电路通过仿真得到的频响特性。
6J4+300B频响.png
                              
通过图二的仿真结果可以看到,图一的6J4+300B单端-3dB截止频率为92KHz,这个仿真的理论结果逊于我手工计算的结果105KHz不少。是什么原因呢?为这个手工计算的误差过大因素,我考虑了两天之久,最后在查看6J4这只管子的PDF文件时在找到原因,原来,我在计算电路频响时漏掉了6J4的输出端分布电容的影响,6J4的参数手册表中,其Cpk=6.3pF,6J4屏极和阴极间的这个分布参数并联在下一级300B的等效输入电容上,所以我们在计算电路的频响特性上,300B输入端等效电容应为72pF+6.3pF约为78pF。
我们将78pF的等效输入电容重新代入到式三中进行修正:
Fm=1/(6.28*21000*8*10-12)=97KHz(-3dB)
97KHz的手工计算值与92KHz的理论仿真值相当接近,剩下的一些误差是因为300B那个72pF等效输入电容我取了大概的一个估算值 所造成的,这样简单省事,毕竟在不同的工作点下,电子管内阻、放大系数以及电路的放大倍数都有些细微的差别,不可避免。
仿真的结果,电路的-1dB高频特性已经高达47KHz,在电路的实际制作中,还考虑到搭棚或PCB布线的分布参数,它们分布电容也应该加到电路的考量中去,所以最终实际频响会略逊于仿真结果。不过,即使这样,抛弃掉输出变压器的高频特性影响的话,这个电路的-1dB频率达到40KHz也不成问题,如果输出变压器质量足够好(30KHz,-1dB),整机的频响特性达到25KHz(-1dB)不会困难。这也是在《音响和音乐》十九期上,《实践五极管6AU6一级推300B单端》的实际制作稿件,作者“孤胆独侠”测试整机的频响高频能达到20KHz(-1.45dB)的原因,这其中还包括输出变压器频响对电路频响的综合响应,要知道,作者在第一级的屏极负载电阻取值为30KΩ,大于我24KΩ的原取值不少。所以我在上面的分析和计算是完全正确的,并不是如一些朋友所讲,凡是五极管推300B的高频特性就差,这需要进行针对性的选管和正确的设计,如果一味的选择如6SJ7、WE310、EF86、6J7之类高内阻、低跨导的所谓音频专用经典五极管,要想一级推动300B并得到好的高频特性那才是不可能完成的任务,除非您得在两级间加进专门的阻抗匹配电路。
为什么采用EF86、6SJ7、WE310、6J7类的一些超著名经典音频五极管一级直接推动300B,很难获得较好的高频特性呢?我们同样用例子可以证明和计算出来。
图三所示的即是一个经典的6SJ7一级直接推动300B的单端电路图。
6SJ7+300B电路.png
                                 
这是从网上找的一个经典电路,具有代表性,电压放大管屏极负载电阻取值为100KΩ,这是一个较典型的数值,但是我还看到过150K欧屏极负载取值的,从前面我们知道,这个屏极负载电阻取值越大,对这个电路的高频损失也就越大,因为输出阻抗变得更高了。
6SJ7之类的电压放大管,管内阻1MΩ是有的,它带来的影响通常远小于屏极负载电阻,所以我们在这儿同样将它忽略掉(如果是三极管的话,管内阻通常远小于屏极负载电阻,占主要影响因素了),那么6SJ7电压放大级的输出阻抗Rsc为屏极负载电阻与下一级300B栅漏电阻的并联值.
Rsc=100K//250K=71.4K
加上6SJ7本身7pF的输出电容并联在300B的输入端,300B的输入端分布电容为72+7=79pF.
图三电路的上限频率Fm为
Fm=1/(6.28*71400*79*10-12)=28.2KHz(-3dB)
很显然,6SJ7在推动300B时,本级的频响,其高频-3dB的截止频率已经低至28.2KHz了。
图四是利用仿真电路获得的6SJ7+300B单端电路的频响特性,大家可以用来对比上式的计算结果。
6SJ7+300B频响.png
                                  
仿真结果告诉我们,电路的高频端-3dB截止频率为28.39KHz,与我们手工得到的28.2KHz计算结果几乎完全一致了,其-1dB的高频端衰减频率已经低至14.54KHz。
依照图三的电路,利用WE310、EF86、6J7之类的高内阻低跨导五极管一级电路直接推动300B,再考虑到电路末端输出变压器频响对电路的综合作用,如果电压放大管屏极负载电阻取成150K欧,或者300B的栅漏电阻取成500K欧(网络上的确有人取这么大栅漏电阻的,不信大家可以搜搜看),那么整机电路在15KHz下降3dB是很常见的现象了。
“光会纸上谈兵有什么用,你做着看再说”,我曾很多次直面这样的问题,在朋友圈和微信群中。
我有一次对着一位大谈做机技巧和调试要领的所谓“大烧”说道:您已经做了,何不直接测试一下与我所说的进行一个对照,看看我说的对不对,如何?
对方居然不懂如何操作毫伏表和示波器。
大家可以从这个现象比照一下,我们身边有多少这样连基础知识也不懂却到处指点江山的“键盘侠”?
密勒效应是所有的放大器在设计中都无法绕过去的一个“关口”
,而不是如一些烧友所讲的,密勒效应只在晶体管放大器中有影响,在胆机放大器中根本不需要考虑的那些奇谈怪论。
当然,需要澄清的是,我在这儿举出6SJ7+300B电路高频特性不过关的例子,并不是从音色上评论它好不好听,我也无意对喜爱这种电路的朋友们造成不必要的情感伤害,仅只是从技术角度上进行分析。
如何应对五极管在一级直推300B时面临密勒效应而造成的高频损失。
有两种方法可以选择:
一是在选用那些经典的五极管推动300B时(例如前文提到的WE310、6SJ7、6J7、EF86、6J8P),我们必须要在这些五极管和直热功率管之间加进一级阻抗匹配电路,例如我们所熟悉的阴极跟随器。阴随器的输出阻抗为跨导的倒数,亦就是1/S,在这种配合下,哪怕是功率管有几千皮法的密勒电容,在前级极低的输出阻抗下,也是一个翻不起大浪的“渣”。
二是,在不想加进中间的阻抗匹配电路的情况下,那只有认真选择与功率管搭配的电压放大五极管,既然想听五极管直推(不是直耦,千万不要看错)直热功率管的声音,便不要将目光只盯在那些如WE310、EF86之类的五极管,可以选择那些具有较高跨导、较大屏流的五极管,让之工作在较大的屏流处以获得较低的输出阻抗,只要设计得当,它们同样也可以得到不错的高频特性,这些管子的选择性还是较大的,例如E180F、E280F、D3A……之流。
不可否认,用五极管一级推300B只是一小部分人的选择,更多的朋友采用了三极管来推动这些深负栅压的大功率直热三极管,就是因为大部分三极管拥着着较低的内阻,它们更易获得低的输出阻抗来应对功率管较大的跨路电容和随之而来的密勒电容所带来的影响。不过,一些较高内阻的三极管直接推动功率三极管时也容易陷入到密勒电容的“坑”,这些同样要留意,例如12AX7单管一级推2A3,例如6SL7单管单级推45,这样的例子都要尽量避免,降低电压放大级的输出阻抗无论是对于五极管还是那些较高管内阻的三极管来讲都是非常有必要的。
接前面的话题,很大一部分认为300B难推,果真是因为推动电压高的问题吗?其实不少人将观念混淆了,300B的难推,真正是体现在它较大的跨路电容上,导致很多常见的五极管一级电路推不动它,正如同上面计算频响特性所展示的那样,但一部分人就此就以为300B难推,以为是它要求的输入电压高造成的,其实这是输入电压替跨路电容背了锅。
说因为300B要求的输入电压高?75V的栅负压,要求前级电压放大或推动管至少有150V的PP电压,大家不信可以瞅瞅,能达到这一项输出能力的管子,真是太多。光我们熟知的国内型号双三极管6N1、6N3、6N4、6N8P、6N10,它们都能在合适的工作点下得到足够的输出电压驱动300B(300B电路大多是开环,它并不需要推动级有太大的电压裕量),更别提多如牛毛的国外型号。您想想,连栅负压低至-270V的FD71三极管接法,我都曾选用6BL7直接阻容耦合推动,得到300B所需的推动电压有什么难的?所以,有这个结论的朋友们大多是没有理解到说300B难推的真正含义。
真正理解了跨路电容和密勒电容所带来的影响,我想,许多人才能知道这其中的真正原因所在。
那现在,我们知道了那些大功率直热管例如300B、845、211之流难推的真正原因了,事情都完了吗?
并没有,还有一些您根本没有想到的管子,其实比300B、845、211们更难推,而且我们常常还忽视它们。
我们先来看看上面我们熟知的300B、845、211管子的几种基本参数和对应的极间分布电容。
型号
放大系数
Cpg
Cgk
Cpk
等效Csr
300B
3.85
15pF
8.5pF
4.1pF
72pF
845
5.3
13.5pF
6pF
6.5pF
74pF
211
12
14pF
5.4pF
4.8pF
160pF
                       
在表格一中,Csr是用来定义等效到管子输入端的分布电容,书本上有用C0表示的,也有用其它表示的,这里我干脆用Csr来代表,反正大家能看懂就行了。这个等效到输入端的分布电容,是这几只管子在典型应用状态下的估算值,不算特别精确但不会相差太多,我们就以这几个值为经验值来同以下的管子作对比。
然而,我们要留意,一些具有较高跨导的电压放大用五极管在接成三极管接法时,它们的跨路电容相当大,远大于同它们跨导相近的原生三极管的跨路电容,由于工作和爱好关系,我曾测试过一些非常好声的五极管接成三极管接法下的各极间电容,是通过电桥测试得到的。
表二,是我提供的三个实测的五极管在接成三极管接法以后的各极间电容,其中在计算等效输入电容时,要直接利用到管子在电路中的放大倍数,由于在电路中各种工作点的不同,负反馈的采用与否都会对电路的放大倍数产生差别,所以在计算这些管子的放大倍数时,都以单级电路并且不采用本级的电流负反馈下的估算值,并不十分精确,特此说明,仅作为趋势。
型号
放大系数
Cpg
Cgk
Cpk
等效Csr
D3A
80
8.6pF
13.4pF
7.9pF
500pF
E280F
60
14pF
7.5pF
2.2pF
500pF
ECL200
47
13pF
12pF
10pF
400pF
                        
上面的Csr均是按较低的值进行估算的,例如D3A在电路中的放大倍数按60倍(无负反馈)、E280F在电路中放大倍数按40倍算,ECL200是一只复合管,在这儿指的是内部的五极管接成三极管后的特性,并不是指它本身内部的那只原生三极管,在这里面按照其在电路中的放大倍数35倍计算,特此说明。
大家可以从表一和表二中进行对比,是不是有一些小管子远比表一中的211、300B、845更难推?或许这是许多人都没有想到的,要想推动表二中的小管子,恐怕其难度并不比表一中的那些大功率直热三极管子小,甚至难度更大,因为这类管子通常用于前面的小信号放大,它们的密勒电容因它们在电路中的高放大倍数而比一些我们熟知的大功率三极管更大更难推,同样它们也对音源或者推动级直接提出了更高的要求。
应用表二中所列的同类管子时,我们要注意什么?我说个实际的例子,完全是真实的,那位朋友如果在微信群中提起来,兴许不少朋友们都认识,也是我非常好的朋友,但是名字不能提。
为朋友设计了一个D3A推动GM70的电路,在朋友制作之前,我一再提醒,音量电位器不能选择高于20K欧的规格,交待之后,我就不再插手了。
没有想到朋友根本没有在意我的提醒,或者是他根本不相信我的提醒,等到他做好后正式听音时,我觉得不对,询问音量电位器的问题,他说采用的是100K欧的音量电位器,他认为电路特性凭什么受一只音量电位器控制?
没有办法,只有当着朋友的面,用实际测试的办法来说明问题,接入信号源,将100K欧电位器调到两边阻值各为50K欧的正中间位置,测试D3A的输出端频响,从10KHz开始,频响就急剧衰减。完全符合因密勒电容引起的衰减特性。
100K欧电位器打在正中间位置接入电路时,它等效于一只25K欧电阻串入在D3A的栅极电路中,我们可以根据上面的计算方法得到D3A电路接入100K欧音量电位器时的高频特性。
Fm=1/(6.28*25000*500*10-12)=12.7KHz (-3dB)
朋友在看到测试结果后,按照我的建议改用了阻值更小的符合要求的音量电位器,电路的高频特性恢复正常。
从这个例子中我们可以了解到,当采用这些高跨导的五极管,接成三极管接法用作信号电压放大时,一定要注意音量电位器的阻值不能过大,或者一定要注意这只管子前面的信号源内阻要低,否则会直接影响到电路的高频特性,如果有测试条件,还可以用电桥测试一下它在接成三极管接法下的各极间电容大小。
在这篇文章中所提到的这些,都是跟电子管跨路电容和密勒电容直接有关的影响因素。
今天将这些写出来,只是为了向一些不明白密勒电容为何物的朋友们作一个简单介绍,以期让他们了解,密勒电容对电路高频特性的影响,通过这样的解说,也可以让大家了解到,通过正确的电路设计,选择正确的五极管型号,一些较深负压的大功率直热三极管电路,也能通过五极管的一级电压放大直接驱动而不会影响到电路高频特性。

音响中国全线代理世纪格雷、凌氏、金琅,更多品牌加入中,价格全网最低,敬请关注。

29

主题

281

帖子

7526

积分

上尉

黑洞

Rank: 5Rank: 5

积分
7526
发表于 2019-10-2 09:01:47 | 显示全部楼层
{:tqs05:}{:tqs05:}{:tqs05:}{:tqs05:}{:tqs05:}{:tqs05:}{:tqs05:}
gjc

0

主题

36

帖子

660

积分

士兵

Rank: 1

积分
660
发表于 2019-10-2 09:25:52 | 显示全部楼层
有理有据,确实如此。

0

主题

7

帖子

305

积分

士兵

Rank: 1

积分
305
发表于 2019-10-2 13:33:00 | 显示全部楼层
“影响频宽的罪魁禍首是 米勒电容”,这是G版在“米勒电容对频应的影响”帖子中说的第一句话(原帖发表在2011年的“HIFIDIY论坛”上),当时看了这个帖子,知道原来还有这么一个结论,但是理解不是那么深刻。今天看了田版这个帖子,才知道为什么密勒电容对电路的频率响应会有这么决定性的影响,谢谢田版深入浅出的解释,也希望这样的好帖子多多的出现在论坛上。

2

主题

91

帖子

2498

积分

少尉

Rank: 3Rank: 3Rank: 3

积分
2498
发表于 2019-10-2 16:52:20 来自手机 | 显示全部楼层
感谢田老师讲解!我等受益匪浅!

1

主题

62

帖子

4131

积分

中尉

Rank: 4

积分
4131
发表于 2019-10-2 18:47:48 | 显示全部楼层
深入浅出的专业技术好文章,认真学习了

101

主题

1556

帖子

2万

积分

版主

Rank: 8Rank: 8

积分
27105
发表于 2019-10-2 22:49:02 | 显示全部楼层
密勒效应在胆机电路设计中的影响

5

主题

168

帖子

5351

积分

上尉

Rank: 5Rank: 5

积分
5351
发表于 2019-10-2 23:36:26 | 显示全部楼层
太有用了。谢谢田版!
 楼主| 发表于 2019-10-3 06:52:07 来自手机 | 显示全部楼层
淘金客 发表于 2019-10-2 13:33
“影响频宽的罪魁禍首是 米勒电容”,这是G版在“米勒电容对频应的影响”帖子中说的第一句话(原帖发表在20 ...

教头老兄以前写过类似的帖子?

53

主题

1万

帖子

23万

积分

版主

Rank: 8Rank: 8

积分
232355

热情似火执法权杖

发表于 2019-10-3 07:49:53 | 显示全部楼层
教头的帖子在这里:http://bbs.hifidiy.net/thread-520188-1-1.html
相对教头的帖子,田老师在这里介绍得更全方位,还有详细的例子说明和频响的模拟显示,真是难得的好介绍!
田老师大过节还为论坛会员们写东西,以提高大家的理论认识。田老师辛苦了!

15

主题

333

帖子

5518

积分

上尉

Rank: 5Rank: 5

积分
5518
发表于 2019-10-3 08:01:35 | 显示全部楼层
老大有理有据,受益了!!!

3

主题

49

帖子

752

积分

士兵

Rank: 1

积分
752
发表于 2019-10-3 08:32:04 | 显示全部楼层
电子管音频放大器,好电路是一个方面,首先要解决的是音频变压器不好的问题,非常严重的是,几乎没有解决的,包括一些大厂;另外的就是 版主说的这个主题------米勒电容的影响,实际是个推动问题。
 楼主| 发表于 2019-10-3 13:14:21 | 显示全部楼层
卢卡 发表于 2019-10-3 07:49
教头的帖子在这里:http://bbs.hifidiy.net/thread-520188-1-1.html
相对教头的帖子,田老师在这里介绍得 ...

谢谢卢卡老兄在我帖子中的指正,您指出了我帖子中的失误,让我得以机会推出这篇文章。
我看了您提供的链接,较大的区别是教头老兄详细计算了五极管的内阻,而我在计算中,忽略了管内阻的影响,因为五极电压放大管的管内阻相比于屏极负载电阻和下一级栅漏电阻大了很多倍。
音响中国全线代理世纪格雷、凌氏、金琅,更多品牌加入中,价格全网最低,敬请关注。

3

主题

182

帖子

2520

积分

少尉

Rank: 3Rank: 3Rank: 3

积分
2520
发表于 2019-10-3 21:40:33 来自手机 | 显示全部楼层
会画等效电路的人一眼见分晓。

1

主题

300

帖子

6508

积分

上尉

Rank: 5Rank: 5

积分
6508
发表于 2019-10-4 09:58:36 | 显示全部楼层
田老师辛苦了!

53

主题

1万

帖子

23万

积分

版主

Rank: 8Rank: 8

积分
232355

热情似火执法权杖

发表于 2019-10-4 10:50:32 | 显示全部楼层
米勒电容对于音频的线性放大确实是会带来麻烦!
但凡事都有两面性!
在音频的某些应用,比如唱头的均衡放大器,因为要对高频进行衰减,这个“米勒电容”反倒可以派上用场了。
因此,在计算均衡衰减网络RC参数时,应将米勒电容纳入其中来选择合适的C值。

1

主题

11

帖子

378

积分

士兵

Rank: 1

积分
378
发表于 2019-10-4 14:26:26 | 显示全部楼层
田老师辛苦了,感谢能看到这样的好文章来给大家答疑解惑,越是细微之处,越容易忽视的东西才是普通作品与精良之作的最大区别。
 楼主| 发表于 2019-10-5 11:23:49 来自手机 | 显示全部楼层
sdfclz 发表于 2019-10-4 14:26
田老师辛苦了,感谢能看到这样的好文章来给大家答疑解惑,越是细微之处,越容易忽视的东西才是普通作品与精 ...

过奖了。
密勒效应是容易被不少朋友忽视的一个问题。
 楼主| 发表于 2019-10-5 11:25:22 来自手机 | 显示全部楼层
卢卡 发表于 2019-10-4 10:50
米勒电容对于音频的线性放大确实是会带来麻烦!
但凡事都有两面性!
在音频的某些应用,比如唱头的均衡放 ...

卢版提醒的对,密勒电容在唱放设计中尤显重要。
 楼主| 发表于 2019-10-5 14:57:44 | 显示全部楼层
有的时候,我们还可以利用密勒效应,形成自然的低通网络,例如我们已知功率级的跨路电容,算出密勒电容后在栅极串联合适阻值的电阻,隔绝掉可能产生自激的频率段。
音响中国全线代理世纪格雷、凌氏、金琅,更多品牌加入中,价格全网最低,敬请关注。
您需要登录后才可以回帖 登录 | 入住

本版积分规则

| 小黑屋|手机版|音响中国 (鄂ICP备11004611号) 武汉百维科技有限公司 营业执照注册号:420104000057861 联系我们

GMT+8, 2019-10-22 23:08 , Processed in 0.299431 second(s), 28 queries .  

Powered by 音响中国  

© 2001-2013 Audio-auido.Cn & Audio-audio.Com

快速回复 返回顶部 返回列表